要求具有高功率密度，大电流通路，广泛的作业时分的温度规模等特色。近年来跟着航空航天范畴的拓宽，对高性能的需求日益大增，而对选用厚膜混合集成功率电路工艺制作的高牢靠105℃的

  选用厚膜工艺配套。运用浅腔式金属外壳，平行缝焊封装，提高了气密性(漏气率达10E-8atm．cm3／s数量级)，增强了电路内部维护功用，有利于混合电路的长时刻牢靠性，战胜锡焊运用助焊剂形成电路松香污染的缺点。外壳选用10号冷轧钢，热线胀系数挨近7 ppm／℃，有助于散热。

  运用PWM开关型操控器规划高频DC-DC变换器，本规划经过减小推迟时刻，添加一些隶属功用大大增强高频功率变换器的运用。经过增大转化频率，可以减小储能元件的尺度，运用陶瓷电容添加安稳性，下降体系耗费，简化了散布电源结构。

  关于Si9114，变换器的最佳作业方法是回扫式(反激式)和正激式。回扫式变换器中所有线圈并联。当一个线圈短路，其他线圈也短路，辅佐电源绕组也随之短路，无法向操控电路供应电源，使得输出电压不安稳。而正激式变换器的辅佐电源绕组正导游通，输出绕组短路时，脉宽降到最窄，仍然可以向操控电路供应满足的电源。故选用正激式变换器进行规划。

  开关频率高达1 MHz。因为开关频率高，储能元件尺度小，悉数选用贴片式，尺度小，重量轻，体系成本低；

  内部集成有功率MOSFET驱动电路和高压发动电路，选用DMOS晶体管，答应内部集成200 V的高压直流相连，省去二次稳压；

  供应同步输出引线，可使变换器之间同步或与外部某一时钟同步，简化了EMI滤波，易于完成DC变换器的并联； 具有逻辑操控的封闭电路及欠压关断电路；

  Si9114的引脚1为高压预调制器：因为DC母线电压与VCC电压存在很大距离，需求一个发动电路。Si9114选用低功耗、BIC／DMOS电路制作技能和高电压耗尽型MOSFET处理了发动问题。当电压上电时，场效应管导通，电流从输入电容CIN流入VCC电容CVCC直到VCC抵达9.2 V，变换器经过一个辅佐电源绕组供应VCC时，当VCC高于9.2 V，封闭高压耗尽型场效应管，抱负电压为11 V～13 V。图1所示为PWM操控电路的发动电路。

  引脚2为封闭端。封闭端用于快速封闭输出脉冲，由该引脚到输出端典型的推迟为300 ns。该推迟时刻彻底可由引脚2完成过压维护功用。

  引脚3为基准电源。基准电压4.0 V，供应5 mA的电流。为防止不安稳和纹波，须对基准电源加退耦电路，主张选用100 nF的陶瓷电容。

  引脚4、引脚5、引脚6组成差错扩大器。差错扩大器由PMOS输人对称级连增益扩大级和-AB类增益扩大器构成。典型的开环电压增益为77 dB，单位增益带宽为2.7 MHz。差错扩大器的同相端接在由2只1 k电阻组成的分压器，其电压为2 V(VREF=4 V)，C2为旁路电容。差错扩大器的反应电压5 V输出端经光电耦合器及TL431组成的电路阻隔，输入至FB端。

  引脚7为软发动。软发动电路有助于变换器以正常方法发动并减小元件压力。发动时，因为输入电容而引起的初始发动电流，变换器企图将输出电压归入调制规模时，作业于最大占空比周期时发生峰值电流，当遇到大输出电容和峰值电流时，有几率发生振动。可用推迟软肩动时刻防止发生此类问题。

  引脚8和引脚9为振动器。振动器的振动频率取决于外接元件RT和GT(参见图3)。内部二分频电路可防止占空比大于50％，防止变压器磁芯饱满。经过改动VCC注入RT的电流，改动变换器的作业频率。依据Si9114的数据资料，RT应选取为68 k～1 000 k，CT应选取47 pF～200 pF。

  引脚10为同步端。同步输入端主时钟与其衔接，这样频率和相位都与主时钟同步，然后防止因为不同步的差拍效应而发生的噪声电平搅扰，使得DC变换器的并联运用易于完成。

  引脚12为输出驱动。输出驱动选用N沟道和P沟道互补型输出级，其输出电流为400 mA，灌入电流为700 mA。

  引脚13为电流检测。电流检测比较器经过比较差错扩大器的输出与输出电感中的电流来完成电流形式操控。因为整流器的反向恢复，次级线圈的等效容性负载以及理性电路的影响，被测电流波形前沿常有毛刺及噪声电平，经过RC网络低通滤波器可抑制前沿毛刺，使得整个波形不发生畸变。图2(a)为输入波形，(b)为低通滤波器网络，(c)为正确而需求的输出波形。

  引脚14为Si9114的电源端。VCC电压规模为9.5 V～16.5 V。最大绝对值为18 V。在实践运用中，高温时电压下移2.0 V；低温时上移3.0 V，该电压一般在10.8 V～12.5 V。为了可以更好的确保VCC电压安稳，交流搅扰小，一般选1F～10F的退耦电容。

  在PWM操控电路中，依据电路的短路特性承认开关频率。输出短路时，为保持恒流作业方法，操控电路应尽或许的减小占空比。抱负状况时，在规则的电压调整率规模内应能输出105％的额定电流；短路时，则输出115％的额定电流。若占空比太小，会发生输出电流的拖尾现象，这就需求用大功率的整流元件防止在过载时发生毁灭性电流。依据以上原因，考虑到厚膜电路的布局、变压器、磁芯、功率器材及功率等要素，设置变换器的作业频率为250 kHz。

  变换器选用谐振复位正激式变换器，一般正激式电路中，变压器多选用磁复位线圈或箝位电路。谐振复位由MOS管的寄生电容与变压器的磁化电感决议。也需考虑输出二极管的电容。如图3所示，变压器的磁化电感对变压器形成了并联调制电路，其谐振频率是由寄生元件决议，复位时刻要尽或许短，要对铁心彻底复位，直到下一个开关脉冲到来。复位时刻取决于场效应管和整流二极管的挑选。

  图4所示是5 V／3 A时MOS管的漏极波形，从图中可知：漏感小，磁复位处理作用杰出。

  变压器的磁芯选用TDK公司PC40，其主要参数为：高导磁率，居里温度大于215℃，饱满磁通密度在电路规划中，一般取BS=1 600 GAS(高斯)。作业频率为250 kHz,最大占空比为0.37～0.45,本运用规划选用0.42。初级电感量为130 H～160 H，10匝，漏感要求小于1H。核算变压器次级线 V，承认与输出电压相串联的损耗，包含：滤波电感、变压器直流损耗、整流器正向压降等。

  依据骨架的窗口尺度、电流密度的要求，变压器的参数设为初级为10匝，次级为9匝。选用并联层绕方法以削减漏感。

  依据电感量、电流密度要求。磁芯选用TDK公司PC40P11／7，骨架BP11／7-612，绕组为10匝，电感量为10 H。

  主电流回路流经输入电容，变压器，MOS管，电流采样电阻，再流回输入电容。为了尽最大或许防止噪声注入其他电路，主电流回路布线应尽或许短。