办法是最简略的办法。图示于图1中。两个二极管DF及DR由MOSFET QF及QR替代。在自元件QF及QR的栅极。在图1中，尽管没有展示出，但在变压器的二次侧可以用独立的绕组去驱动正向的QF或回流的同步整流的QR，这可一般用与初级绕组的不同匝数比的绕组做为栅驱动绕组。这种办法适用于输出电压更高的场合。

  图2给出谐振复位正激自驱动同步整流作业于接连导通型的波形图，画出QF、QR的源漏电压的作业波形，一同给出初级侧MOSFET的源漏波形。

  第一个问题：对自驱动同步整流便是QF、QR的两个别二极管的导通距离。在最佳导通状况下，谐振式复位将出现在初级侧MOSFET Q1进入封闭时，在输入低线再次导通前刚好回到输入电压值处。在输入低线处，变换器会作业在最大占空比DMAX状况，假定变换器规划于2：1的输入改变规模，占空比反比于输入线路电压，这样占空比在高端线DMAX。在谐振复位的变换器中，复位时刻距离在整个线路改变规模内是不会改变的。也就是说该时刻距离是0.5DMAX。这就很明晰，在传统最大50%占空比时，该时刻距离最大只能是25%的开关周期。

  再观看图2，在此糟糕的时刻距离内，QF及QR的体二极管处于导通状况，正向整流MOSFET为导通流过折算到二次侧的负向磁化电流。此刻回流的MOSFET正携带着电感电流与正向MOSFET电流之差值电流。QR的体二极管的导通在如此长时刻的距离是十分不期望有的，这将使损耗大增。还有，因为体二极管携带大电流，在初级边MOSFET Q1关断时，其反向恢复时刻将会很严重。正向的MOSFET还将在此刻刻距离内因为体二极管流过磁化电流，也会添加导通损耗。当然，因为磁化电流一般要比负载电流小得多，这项损耗与回流开关比较不是很太大。

  第二个问题：关于自驱动同步整流，便是在线路电压改变规模内RDS（ON）的改变。低压MOSFET适合于自驱动同步整流，其导通电阻RDS（ON）系对应VGS=4.5V，最大栅压答应为±20V。整流的同步用QF的栅由正比于线路电压的某一电压驱动，而回流的MOSFET的栅由变压器复位期间的一个稳定电压驱动，规划师一定要挑选一个适宜的匝比NP/NS给主功率变压器。以便在低端时足以驱动整流的MOSFET。使之到达低线的欧姆值规模。规划的折衷出现在高端线路，此刻，它或许超出整流用MOSFET的最大栅源电压规模。关于规范通讯用输入规模的36V~75V；合理的挑选应是大约6：1，在低线VVGS以驱动整流的MOSFET，在高线V。一个MOSFET的试验数据展示出其RDS（ON）在此VGS规模内的改变，对一些MOSFET这个改变会超越10%以上，假如变压器匝比NP/NS高于6：1，RDS（ON）的改变还会更高，因为RDS（ON）在栅压低于6V时会明显增大。

  在自驱动同步整流中，同步整流用MOSFET的栅系直接从变压器驱动。使同步整流器导通或关断的能量直接来自线路。驱动整流的同步整流器的均匀电流正比于开关频率，正比于栅源电压。因而，超越2：1的输入线路电压的改变其均匀驱动电流也将会按2：1改变。因为回流的同步整流器由稳定栅压驱动，因而在整个线路改变规模内，充电用均匀电流也绝大多数都是稳定的。

  运用自驱动同步整流以替代二极管整流器的另一个缺陷是谐振复位电路的加载。图3(a)示出谐振电路的电容，图3（b）示出等效谐振电容与电感。（折算至初级侧的）。

  在复位时刻距离内，QF的VDS是半正弦的电压，它可看作QR栅源电容及QF的Coss一同作负载的谐振复位电路。此负载的净作用是加大了复位时刻距离，假定变压器磁化电感坚持稳定，假如在加上自驱动同步整流之后，仍需坚持其稳定，磁化电感就必须减小，它将是短的复位时刻内的成果，所以会发生更高的峰值复位电压。减小磁化电感还将添加循环损耗，会有更多的能量存在变压器中。